概述
本文為快速瞬態、雜訊敏感型負電壓軌應用提供了一種反相降壓-升壓解決方案。該解決方案採用單片降壓轉換器，該轉換器將 Silent Switcher® 3 （SS3） 技術整合到反相降壓-升壓 （IBB） 拓撲中。
該解決方案經過全面測試，可滿足幾個關鍵要求，包括最小負載瞬態峰對峰值電壓、最小低頻雜訊、最小大容量輸出電容和電感器尺寸以及高效率。通過充分利用 SS3 技術的速度功能，性能得到了進一步增強。本文提供了詳細的設計技巧和解決方案注意事項，以幫助工程師進行未來的設計。
介紹
負電壓電源可用於各種應用，例如信號鏈中的數模轉換器 （DAC） 和模數轉換器 （ADC） 驅動器、顯示器和射頻中的功率放大器、成像系統、半導體光管以及自動測試設備 （ATE） 的偏置，以實現真正的 0 V 輸出。這些應用通常對電源雜訊敏感，不僅包括基波開關頻率和高頻，還包括從開關頻率到0.1 Hz的低頻雜訊。
為了減輕這種低頻雜訊，電源設計人員通常採用後置濾波器低壓差 （LDO） 穩壓器。但是，這種方法會增加解決方案大小並降低效率。Silent Switcher® 3 系列超低雜訊單片降壓轉換器為需要最小低頻輸出雜訊而無需 LDO 穩壓器的應用提供了出色的解決方案。
SS3 的高開關速度、控制環路頻寬和令人印象深刻的低頻雜訊性能不僅限於降壓應用。通過重新配置簡單的半橋拓撲，SS3 可用作反相降壓-升壓 （IBB） 轉換器，以產生負輸出電壓。對架構的這種輕微修改使 SS3 能夠在負電壓軌需要低頻雜訊性能的應用中運行。
傳統上，這種解決方案將涉及兩級：IBB 或 CÜK 轉換器作為第一級以產生負電壓，負電壓 LDO 穩壓器作為後置濾波器級，以滿足低頻雜訊要求。但是，在解決方案大小 （高度和面積） 是最高優先順序的應用程式中，這種方法是不可取的。除了無需 LDO 穩壓器以減小解決方案尺寸外，還可以利用 SS3 的高開關頻率和控制環路頻寬來減小電感器和大容量輸出電容的尺寸。
本文是利用LT8624S，SS3 系列的一員，作為負電壓應用中的 IBB。該設計指南以客戶請求的形式呈現，概述了一組具有挑戰性的解決方案規範。在低頻雜訊性能方面，與最接近的競爭對手進行了比較。該設計過程還解決了與IBB相關的具體挑戰，例如確定適合負載電流的電感器尺寸，並提供了通過將IBB的右半平面零點 （RHPZ） 轉移到更高頻率來增加控制環路頻寬的簡單技巧。
負電壓應用
在以下應用中，功率放大器需要 -5 V 的負電源電壓。該導軌將由 5 V 電源供電，必須遵守 2 mm 的扁平高度限制，同時保持緊湊的外形尺寸。表 1 提供了完整的詳細規格清單。將 LT8624S 用作 IBB 是該應用的理想解決方案，因為它具有速度和低頻雜訊性能，可在保持良好效率的同時實現緊湊的解決方案尺寸。原理圖如圖 1 所示。
表 1.客戶應用的規格清單
圖 1.SS3 作為 –5 VOUT IBB 運行，F 為 2.2 MHz 的SW原理圖。
需要注意的是，當使用單片降壓穩壓器作為 IBB 時，IC 以 –VOUT 為基準，而不是以 GND 為基準。在確定最大輸出電壓時，這種區別至關重要。輸出電壓可以使用公式 1 計算，其中 VIC Max rating 表示 IC 用作降壓轉換器時的最大額定電壓。LT8624S此外，由於IC以輸出電壓為基準，因此需要任何外部控制信號，例如用於啟用IC或與外部時鐘同步（EN/UVLO和SYNC/MODE引腳）都需要一個電平轉換器電路來調整信號對IC的參考。電平轉換器的示例如圖 1 所示。
設計電感並確定開關頻率
在設計緊湊的 IBB 解決方案時，最小化電感器尺寸至關重要。選擇合適的電感器的首要任務是確定最適合客戶指定尺寸要求的電感器系列。這可以通過最大化 2 mm 的高度限制和最小化電感器的面積來實現。重要的是要考慮到物理上較大的電感通常會提供更大的電流能力和功率效率。
首先，可以考慮 Coilcraft 的高性能 XGL 系列遮罩電感器。儘管高度規格為 2 mm，但電感的選擇範圍很廣，需要進一步過濾。這可以通過使用公式 2 和 3 計算滿載時的平均電感電流和峰值電感電流來實現。其中 IL 表示平均電感電流，IPEAK 表示峰值電感電流，0.4 表示 40% 的交流電感紋波電流，n 表示轉換器效率。
需要注意的是，與降壓轉換器不同，IBB 的平均電感電流是輸入和輸出電流之和。這一特性增加了電感器設計的複雜性，因為輸入電流可能會發生變化。因此，電感的尺寸可能比 Buck 轉換器大。假設滿載時效率為 90%，交流紋波電流為 40%，則根據客戶的滿載規格計算出的平均電感電流約為 2.1 A，峰值電流為 2.52 A。考慮到這些計算出的電流值，可以選擇合適的電感器。所選電感的 IRMS 額定值應大於 2.1 A 的平均電感電流，理想情況下，ISAT（電感下降 10% 的電流）應大於 2.52 A 的峰值電感電流。考慮到這些因素，包括對最小面積的要求，選擇了 XGL4020 系列電感器。在這個系列中，2.2 μH 和 1.5 μH 電感器被選為潛在選項。為了確定最佳電感器，通過掃描一系列不同的開關頻率，進行了一系列滿載效率測試。目標是在最高頻率下實現至少90%的效率。
結果表明，最佳組合是 1.5 μH 電感，工作頻率為 2.2 MHz。滿負荷時效率達到90.2%，滿足客戶的要求。圖 2 顯示了 1.5 μH 電感在 2.2 MHz 時的效率曲線。
圖 2.1.5 μH、2.2 MHz 解決方案的效率曲線。
設計大容量輸出電容
確定電感器和開關頻率後，下一個任務是設計 IBB 的大輸出電容。與電感器選擇類似，輸出電容器必須遵守 2 mm 的高度限制並佔用最小的面積，以滿足客戶的應用要求。此外，必須有足夠的輸出電容，以 40 mV 的峰對峰值輸出電壓執行半負載到滿負載的瞬態。電容器也必須在 5 V 時降額。為了確定最佳電容器，選擇了供應商 Murata，因為他們的電容器種類齊全。通過比較各個部件的降額輸出電容，選擇了 22 μF 0805 電容器，因為它們在尺寸要求內提供了最高的電容。
選擇電容器後，需要確定大容量輸出電容的總量。這可以通過根據客戶的規格進行一系列負載瞬態台架測試來實現。方法是最初使用超過合理數量的電容，例如10個22 μF電容器，以滿足峰對峰值輸出電壓要求並確保穩定性。隨後，逐漸移除電容器，直到輸出電壓峰峰值略低於 40 mV，同時確保補償保持穩定和最佳。
此外，還應執行滿載波特圖測試，以驗證控制環路是否表現出至少 45° 的相位裕量和 8 dB 的增益裕量。
通過此過程，將大容量輸出電容優化為七個 22 μF 電容器，在 0.5 A 至 1 A 至 0.5 A 負載瞬態期間產生峰峰值電壓為 36 mV 的 VOUT，轉換速率為 0.5 A/μs。這滿足了客戶對 40 mV p-p 輸出電壓的要求。負載瞬態結果如圖 3 所示。
圖 3.0.5 A 至 1 A 負載階躍的瞬態波形，轉換速率為 0.5 A/μs。
1 A 時的波特圖顯示頻寬為 103 kHz，相位裕量為 53°，增益裕量為 8.2 dB，所有這些都在預期範圍內。波特圖如圖 4 所示。
圖 4.負載為 1 A 的 1.5 μH、2.2 MHz 解決方案的波特圖。
低頻雜訊測量和競爭對手比較
重要的是要考慮客戶的應用，因為客戶應用對 10 Hz 至 1 MHz 頻率範圍內的雜訊很敏感。在此範圍內，所需的積分雜訊應低於 25 μV rms。這個雜訊範圍可以使用頻譜分析儀和放大器輕鬆測量。測試上述設計的解決方案，測得 10 Hz 至 1 MHz 的積分雜訊為 22 μV rms，低於客戶的最低要求。相比之下，與SS3最接近的競爭對手使用相同的測試條件（包括電感、輸出電容和開關頻率），其集成雜訊為90 μV rms。雜訊測試結果如圖 5 所示。
圖 5.SS3 與其最接近的競爭對手在 1 A 負載下測試的低頻性能比較。
增加 SS3 IBB 的控制環路頻寬
在查看結果後，客戶為其應用程式提供了更新的規格。他們發現，他們的功率放大器在 10 Hz 至 1 MHz 範圍內要求最小積分雜訊為 20 μV rms，並且 VOUT 負載瞬態容差小於 35 mV p-p。遺憾的是，當前設計無法滿足這些新要求，因此必須進行改進以提高性能。幸運的是，SS3 提供了高速控制環路功能，無需額外的輸出電容即可實現更快的負載瞬變和更低的雜訊。
為了充分利用 SS3 的快速控制回路，需要重新置放 IBB 的 RHPZ。RHPZ 在控制環路中引起增益提升和相位延遲，限制了轉換器的頻寬，從而降低了 SS3 的性能。根據使用 1.5 μH 電感器的電流設計，RHPZ 位於大約 265 kHz 的位置，導致轉換器在 27 kHz 左右出現相位損耗。RHPZ 頻率位置可以使用公式 4 確定，其中 L 表示電感的電感。
方程 4.用於計算 RHPZ 的頻率位置。
通過觀察該方程，可以明顯看出 RHPZ 位置與電感的電感成反比。這意味著 RHPZ 可以通過使用具有較低電感的電感器轉移到更高的頻率。通過將 RHPZ 移至更高的頻率，可以增加控制環路頻寬。然而，為了保持相同的電感紋波電流，開關頻率需要更高。XGL4020 系列中下一個可用的電感器尺寸為 1 μH，因此開關頻率應提高到 3.3 MHz。這可以通過 SS3 的 6 MHz 開關能力輕鬆實現。新的 RHPZ 位置約為 398 kHz，這應該足以將控制環路頻寬推到更高的頻率。修改後設計的原理圖如圖 6 所示。
圖 6.1.0 μH、3.3 MHz SS3 IBB 解決方案的原理圖。
控制回路比較
為了驗證頻寬的改進，在 5 VIN、–5 VOUT 和 1 A 負載下進行了波特圖測試。測試結果以及與之前設計的比較如圖 7 所示。結果表明，帶寬從 103 kHz 增加到 123 kHz，相位裕量為 54°，增益裕量為 9.8 dB。需要注意的是，控制環路經過重新補償，以實現與 1.5 μH 設計相似的相位裕量。
圖 7.負載為 1 A 的兩個轉換器設計之間的並排波特圖比較。
新設計將控制環路速度提高了約 20%，並執行了與初始設計相同的 0.5 A 至 1 A 至 0.5 A 負載瞬態。測量顯示峰對峰值輸出電壓為 30 mV。將結果與表 2 中的 1.5 μH 設計進行了比較。
表 2.兩種轉換器設計的峰對峰值電壓比較，適用於0.5 A至1 A至0.5 A負載瞬態
低頻雜訊比較
接下來，對低頻雜訊進行測試，以確定它是否滿足新的 10 Hz 至 1 MHz 集成要求。結果表明，積分雜訊測量值為 18.9 μV rms，符合新的 20 μV rms 規格。將此結果與 1.5 μH 設計進行了比較，雜訊曲線如圖 8 所示。
圖 8.SS3 解決方案與其最接近的競爭對手之間的低頻性能比較，在 1 A 負載下進行測試。
效率比較
考慮到轉換器的開關頻率與初始設計相比提高了 50%，有必要重新評估滿載效率。效率測試結果如圖 9 所示。測量表明滿載效率為89.5%。雖然這略低於 90% 的要求，但客戶對結果感到滿意，因為效率在其設計中處於較低優先順序。
圖 9.1.5 μH 和 1.0 μH 溶液之間的效率曲線比較。
結論
SS3 系列單片降壓穩壓器可以無縫轉換為反相降壓-升壓穩壓器，以創建一個負電壓軌。這些穩壓器為開關穩壓器提供無與倫比的低頻雜訊性能，以及高控制環路和開關速度。因此，它們是需要快速瞬態且對雜訊敏感的負電壓應用的理想解決方案。
作者簡介
Erik Lamp 是 Analog Devices 工業和多元化電子市場部的產品應用工程師，專門研究電源產品。他於 2020 年獲得聖約瑟州立大學電氣工程理學學士學位，並於同年在 ADI 開始了他的職業生涯。
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